SLM2304S HVIC栅极驱动器完美代替IR2304S应用于家电，步进驱动器，逆变器

Sillumin
发布于 2019-10-30 #供应/广告直接看回复推送文章

本帖最后由 Sillumin 于 2019-10-30 14:16 编辑

UVLO
SLM2304S集成了高低边欠压保护功能(UVLO)，特别是高边欠压保护功能可以有效防止上电启动过程中高边误输出，避免出现上电时炸机现象。当VCC/VBS电压下降至VCCUV-/VBSUV-阈值以下时关闭输出，VCC/VBS电压上升至VCCUV+/VBSUV+阈值以上时才打开输出。0.7V迟滞电压以防止VCC/VBS电压抖动而误触发欠压保护。
互锁功能
SLM2304S有两路输入，HIN和LIN，分别控制高边输出HO以及低边输出LO。HIN和HO同相位，LIN和LO同相位。为防止输入控制出错，例如输入同为高，输出也同为高，从而导致MOS/IGBT共通的情况，SLM2304S采用了互锁设计，即当两路输入均为高时，输出均为低，确保输出端的安全。当然，如果客户的应用就是需要输出HO和LO同为高的情况，数明推荐去掉了互锁功能的SLM2106B来满足这类特殊的应用。

图1 SLM2304S输入/输出
典型应用电路

图2 SLM2304S典型应用电路
VS脚产生负压的原因
自举式电源是一种应用广泛，给高边栅极驱动电路供电的方法，用来驱动高边N沟通的MOS或者IGBT。自举式电源技术具有结构简单，成本低的优点，但也存在缺点，其一是占空比无法做到100%，受到自举电容刷新电荷所需时间，VBS欠压保护阈值的限制，其二是会导致开关器件的源极看到负压，可能导致HVIC的输出错误。自举式驱动电路最大的难点在于：当开关器件关断时，其源极的负电压会使负载电流突然流过续流二极管，如图 3所示。该负电压会给栅极驱动电路的输出端造成麻烦，因为它直接影响驱动电路或 PWM 控制集成电路的源极 VS 引脚，可能会明显地将某些内部电压下拉到地以下，如图 4所示。另外一个问题是，自举电容 CBOOT，通过自举二极管 DBOOT，被电源 VDD 瞬间充电。由于 VDD 电源以地作为基准，自举电容产生的最大电压等于 VDD 加上源极上的负电压振幅，可能会使自举电容处于过压状态，会有打坏电容甚至导致芯片VB/HO被打坏，短路到VS的风险。所以设计中应尽量减小VS的负压。

图3 半桥应用电路

图4 关断期间的VS波形

图5 DC-DC电源

图6 关断期间的波形如图 5 所示，低边续流二极管的前向偏置是已知的将 VS下拉到 COM(地) 以下的原因之一；图 6 描述了高边 N 沟道 MOSFET 关断期间的电压波形。主要问题出现在整流器换向期间，仅仅在续流二极管开始箝压之前。在这种情况下，电感 LS1 和 LS2 会将 VS电压压低到 COM 以下，该负电压的振幅是:

从等式（1）可以看到，该负电压的放大倍数正比于寄生电感和开关器件的关断速度，di/dt ;它由栅极驱动电阻， RGATE 和开关器件的输入电容，Ciss 决定。Ciss是Cgs与 Cgd 的和，称为米勒电容。如何降低VS负压 layout上减小寄生电感LS1/LS2 降低开关器件的开关速度在开关节点串一个小电阻，如下图中的RVS电阻（几欧姆以内），接自举电容后再到，和自举电容形成RC滤波，可以限制VS脚的下冲电压。不过需要注意这个电阻串在开关器件开启和关闭的路径上，计算门级电阻时需要考虑此阻值如在VS串电阻后仍不足以限制VS负压，则可以在靠近SLM2304S芯片的COM和VS脚之间并联一个快速恢复二极管，朝向VS，来钳位VS的负压

图7 闭锁情况下的电路示意图

图8 闭锁情况下的波输入输出形如果VS下冲超过规格书中标称的规格，则栅极驱动 IC 将损坏，或者高边输出暂时无法对输入转换做出响应，如图7和图8所示。建议设计中留一定余量，保证系统的可靠性。图7显示闭锁情况，即高边输出无法通过输入信号改变。这种情况下，半桥拓扑的外部、主电源、高边和低边开关中发生短路。图8显示遗漏情况，即高边输出无法对输入转换做出响应。这种情况下，高边栅极驱动器的电平转换器将缺少工作电压余量。需要注意的是，大多数事实证明高边通常不需要在一个开关动作之后立即改变状态。

图9 信号丢失情况下的波形自举电路的设计选择自举电容值：自举电容 (CBOOT) 每次都被充电，此时，低边驱动器导通，输出电压略低于栅极驱动器的电源电压 (VDD)。自举电容仅当高边开关导通的时候放电。自举电容给高边电路提供电源(VBS)，首先要考虑的参数是高边开关处于导通时，自举电容的最大电压降。允许的最大电压降 (VBOOT)取决于要保持的最小栅极驱动电压 ( 对于高边开关 )。如果 VGSMIN 是最小的栅 - 源极电压，电容的电压降必须是：

其中:
VDD= 栅极驱动器的电源电压 VF=自举二极管正向电压降计算自举电容为：

其中 QTOTAL 是电容器的电荷总量。自举电容的电荷总量通过等式 4 计算：

其中:
QGATE = 栅极电荷的总量ILKGS = 开关栅 - 源级漏电流ILKCAP = 自举电容的漏电流IQBS =自举电路的静态电流ILK = 自举电路的漏电流QLS= 内部电平转换器所需要的电荷，对于所有的高压栅极驱动电路tON = 高边导通时间
ILKDIODED = 自举二极管的漏电流另外一般的，可以根据经验公式粗略估算自举电容值：

选择自举电阻值：自举电阻起到限制自举电容充电电流的作用，可防止电容过充，特别在一些VS负压较大的情况下，能降低VS-VB以及电容过压的风险。该电阻典型值5～10ohm，会增加VBS时间常数。当计算最大允许的电压降 (VBOOT) 时，必须考虑该自举电阻引入的电压降。如果该电压降太大或电路不能提供足够的充电时间，我们可以使用一个快速恢复或超快恢复二极管。选择自举二极管：在高边器件开通时，自举二极管必须能够阻止高压，并且应是快恢复或超快恢复二极管，以减小从自举电容向电源VCC的回馈电荷。如果电容需要长期贮存电荷时，高温反向漏电流指标也很重要。一般建议自举二极管的反向耐压值和所选MOS/IGBT的电压规格一致，trr<100ns。VDD供电VDD电压一般在12～15V左右，输入电容要靠近芯片VDD和COM脚。一般输入电容配置为一个电解（10～100uF）+100nF瓷片电容，电解电容提供能量，100nF瓷片滤波，吸收可能的电压尖峰。逻辑输入一般的，逻辑输入脚可以直接连接前级控制器的输出。但如空间允许，或应用环境干扰大且逻辑输入高电平比较低（如3.3V），还是建议在逻辑输入前加RC滤波，电阻串在控制器输出和逻辑输入之间，逻辑输入脚对地并一个电容，如100R，100pF。另外，需要注意一些MCU或者软件中，如果输入控制器只输出高电平以及高阻态，低电平需要靠HIN/LIN内部的下拉电阻来实现，则建议在HIN/LIN预留一个下拉电阻的位置。因SLM2304S HIN/LIN内部下拉电阻为500K欧姆左右，在一些噪声干扰比较大的应用中，可能出现HIN/LIN被误触发高电平的情况，此时外部加一个10K以内的下拉电阻即可解决。门级电阻值的选取门级电阻在栅极驱动路径上会影响真实的驱动电流，开关损耗以及上升/下降沿，合适的阻值可以有效限制降低噪声和振铃，避免EMI问题。理论上，驱动输出可以直接和开关器件的gate直接连接，但如果没有选取一个合适的门级电阻值，由于layout和和器件本身的寄生电感，电容，高速的dv/dt，di/dt，体二极管的反向恢复时间等因素，会导致驱动电路面临EMI，以及高度dv/dt导致的共通等问题。

图10

图11图10，图11两图分别为驱动电路元件示意图以及等效电路图，门级电阻值RGATE可以通过如下步骤计算：

其中，LS是栅极驱动线路上的寄生电感Ciss=CGS+CGD，规格书可查fR是RGATE=0时实测出来的VS振铃频率，如下示意图9，fR测得为3.75MHzRG=RGATE+ROH or LO+RG,I,ROH or LO是HVIC输出级上拉/下拉电阻值，规格书可以查，RG,I是开关器件内寄生的栅极网状电阻，一般在～1欧姆左右，较小可忽略，部分规格书中没有提到此参数Q是谐振电路中的Q值，一般取值0.5～1之间，Q越小，RGATE越大，栅极电压上升/下降越慢根据等式7，即可算出理论上的RGATE，但一般实际情况中，还需要在开关速度，开关器件温度，dv/dt，EMI等因素上折中，再确定合适的门级电阻值。

图12 RGATE=0R快关电路如图13，如希望快速关断来提升效率，或担心关断太慢导致共通，则可以在输出门级电阻并一个肖特基二极管+一个电阻的路径，来提高关断速度，此时关断速度由二极管的反向恢复时间决定，还可通过Rg（off）来调整关断速度。

图13 快关电路Rgs和Cgs的作用Rgs一般选10K阻值，用作电荷泄放路径，防止未工作时开关器件GS之间电荷累计导致VGS过压，打坏器件。Cgs一般可作预留，非必要器件，主要用来降低Cgd/Cgs比例，防止开关过程中的米勒效应导致gate被Cgd耦合起来，半桥开关器件共通，钳住gate电压。该电容若需要的话，典型值一般在1～2.2nF，注意如果太大会导致开关器件开启慢，开关损耗大，器件温度变高。